自从1967年滞环控制被引入电力电子领域以来，由于其稳定性好、动态响应快速、简单易于实现、可靠性高等突出优点，成为一种具有较强竞国家重点基础研究发展计划（973项目）（2007CB210303）和台达环境与教育基金会电力电子科教发展计划（DRE02006007）资助项目。

　　收稿曰期2008-11-20改稿曰期2009-04-14争力的控制策略。同时由于其内在的限流能力，被广泛应用于需要控制变换器电流场合。

　　环电流控制本质上是一种典型的非线性控制方法，它的工作机理并不像平均电流控制或峰值电流控制那样直观且便于理解：后两者有完备的线性小信号模型支持，能够用来分析和改善系统动态特性，因而广受欢迎；而前者分析一般采用描述函数法，仅考虑基波分量，电流环被简单等效为一个比例环节，模型仍较为粗糙，不能体现系统动态性能。因而诸多研究人员及工程师对应用滞环电流控制持保留态度，部分原因就在于此；另一原因是滞环电流控制往往采用变频调制，滤波器较难设计且EMI问题较难解决。

　　针对各类变换器的建模及控制，直-直变换器的小信号模型较为成熟。为获得滞环电流控制的逆变器模型，可以借鉴小信号模型的建模手段。针对实际不连续时变非线性开关电路，借助平均的手段获得整个开关周期内连续时变的状态空间模型或平均电路模型，进一步在稳态工作点施加交流小信号扰动并线性化，这是获得连续时不变小信号两端口模型的典型流程。这类小信号模型通常以输入电流、输出电压为输出变量，输入电压、输出电流及占空比d为输入变量。但获得这类传统小信号模型的前提是存在稳态工作点及恒定开关频率。由于逆变器输出电压正弦变化，不存在直-直工作时的稳态工作点，因而小信号模型的分析并不能直接应用。考虑到滞环电流控制策略中较常见的是恒定环宽变频调制方式，变频工作的特点使得占空比不能直接作为输入变量，亦需要新的建模手段。

　　近年来，在对峰值电流控制临界导通模式下反激变换器的变频工作原理的分析中，T.Suntio提出引入线性变化的导通时间。与开关周期来取代占空比d作为小信号模型的输入变量，将状态空间平均法扩展至变频工作方式。进一步应用PWM开关单元模型进行分析，简化了分析步骤，物理意义更明确，并将其推广至Buck、Boost及Buck-Boost拓扑，获得更普遍的适用性。

　　本文以滞环电流控制策略中较常见的恒定环宽变频调制方式为研究对象，基于滞环电流控制半桥双降压式逆变器（HalfBridgeDualBuckInverter，HBDBI）平台展开分析。首先基于Buck变换器三端器件平均法小信号模型，证实恒定环宽变频滞环电流环由于其相位滞后非常小，确实可等效为一比例环节。此时有无稳态工作点并不影响分析，因此其亦适用于大信号模型。在此基础上，进一步建立单相逆变器平均线性模型，获得逆变器闭环环路增益传递函数模型，比较终基于劳斯判据给出逆变器补偿网络设计准则。原理样机仿真及，其中Qn1、Si、VDi、Zfacl、Cf构成一个Buck变换器完成输出正弦波正半周调制输出，Qn2、S2、VD2、Zfac2、Cf构成另一个Buck变换器完成输出正弦波负半周调制输出，比较终波形叠加呈现一个正弦交流输出电压。由于该电路具有Buck电路运行特性，因此可以直接借鉴Buck电路分析手段。考虑到电路的对称性，不妨以正半周Buck变换器为分析对象，通常两电感感值相同，定义其值为Z.半桥双降压式逆变器拓扑及其分段工作模态这里以滞环电流控制半桥双降压式逆变器为研Fig.2Instantaneousinductorcurrent此时逆变器可视为准直-直Buck变换器。进一步假定Buck变换器工作在电感电流连续状态，如所示。此时可对开关周期作小信号分析如下，中为开关管导通时间内电感电流上升斜率，W2为开关管关断时间内电感电流下降斜率。

　　即对。由此可见其对滞环比较低开关频率提出一定要求，具体可以通过优化设计电感感值及环宽设定。若取比较低开关频率/s=10kHz，幅值误差为0.9°%，电感电流相位滞后于电流给定7.1此时电流环等效功率级确实可等效为一比例环节，且数值上等于电感电流采样电流环闭环等效功率级博德图综上所述，除去变频调制带来的EMI问题及滤波器较难设计因素，恒定环宽变频滞环电流控制具有传统恒频峰值电流控制及平均电流控制的优点，是一种很具竞争优势的控制方式。

　　需要指出的是，该结论虽然是在HBDBI平台上分析所得，由于其与通用逆变器均为Buck类拓扑，因此该结论亦具有普适性。

　　3滞环电流控制逆变器控制模型及分析从第2节分析可知，恒定环宽变频滞环电流控制电流环可等效为一比例环节，其闭环传递函数增益为电感电流采样系数倒数，为一常值。由于逆变器输出交流电容频率特性较好，其ESR较小，可忽略不计，从而电流环等效电路如所示。因此，当补偿器采用所示PI调节器，可进一步给出恒定环宽变频滞环电流控制单相逆变器大信号模型，如所示。

　　滞环电流控制单相逆变器大信号简化模型根据运放虚短虚断原理即有其中且Uo与Uref相位相反。

　　根据上文提出的单相逆变器大信号模型，根据梅森公式，有进一步定义并推导外环增益闭环传递函数如下与Guerrero提出的电压控制型逆变器模型相比，由于滞环电流环的引入，闭环系统由三阶系统降为二阶系统。根据劳斯判据，线性系统稳定的充要条件为闭环特征方程各项系数构成的主行列式及其顺序主子式全部为正。对于二阶系统，要求闭环特征方程s2（Cfkif+kdkvf）+skpkvf+kikvf=0中各项系数该大信号设计准则在实际设计时是很容易能够满足的，从而定性证实了实际滞环电流控制单相逆变器稳定性能极好这一经验总结。从另一个角度看，补偿前系统环路增益开环传递函数为一阶系统，而对一阶系统补偿设计是极其容易的，引入一个积分环节即可实现无差调节。通过类似于直直变换器频域补偿设计的方法，可以定量补偿使得系统具有合适的相位裕度和幅值裕度，在此不再赘述。

　　作如下处理，定义f=kpkvf/，叫="2，特征方程变为s2+s2f+<=0.二阶系统的时间响应取决于阻尼比f与自然频率叫关系。f值的大小决定了系统的阻尼程度，阻尼比越小，超调量越大，上升时间越短，通常取f=0.40.8为宜，此时超调量适度，调节时间较短；若二阶系统具有相同的f和不同的仍n，则其振荡特性相同但响应速度不同，叫越大，响应速度越快。

　　步给出与补偿网络关键参数尺2、C1关系。

　　1、2给出f=0.72阻性满载工作时基于SABER仿真波形，可以看出电感电流能够很好跟踪电流基准。3给出相应电流滞环控制半桥双降压式逆变器工作原理波形，可以看出此时电路稳定工作，且由于该拓扑结构无需死区时间设置及滞环电流变频调制的特点，能够用较低的开关频率获得较高质量的400Hz正弦交流电压，阻性满载THD 0.6%.更进一步，无环流半周工作及二极管的优化选择，使得逆变器效率进一步得以提升，阻性满载效率96.5%. 5结论本文基于Buck变换器三端器件平均法模型，建立了电感电流连续情形下恒定环宽变频滞环电流控制方式小信号模型。该模型揭示了滞环电流控制目标是电流平均值，在开关频率较高时该电流环带来的相位延迟较小，可以等效为一个比例环节，数值上等于电感电流采样系数倒数。其兼顾了峰值电流控制与平均电流控制的优点，若不考虑变频调制带来的EMI问题及滤波器较难设计因素，滞环电流控制是一种很有竞争力的控制策略。

　　由于上述结论在大信号情形下同样适用，在此基础上建立了单相逆变器平均线性模型。由于滞环电流环的引入，单相逆变器闭环系统为二阶系统，充分体现了电流控制方式的降阶效果。根据劳斯判据，进一步给出单相逆变器补偿设计准则。由于补偿前系统环路增益开环传递函数为一阶系统，而对一阶系统补偿设计是极其容易的，引入一个积分环节即可。为获得较好的稳态与动态性能，以阻尼比为优化目标，通过反映的主电路及控制参数可进一步实现参数优化整定。