组合式三相双Buck宽变频逆变器王慧贞单任仲洪峰严仰光（南京航空航天大学航空电源航空科技重点，具有以下特点：共用一路带中点的直流电源；无桥臂直通问题，可靠性高；可高频率高效率运行，有利于减小滤波器体积重量；组合式逆变器具有很强的带不平衡负载能力。本文首先对双Buck逆变器进行了研究，通过分析和理论建模得到电流环的等效模型，与以往直接将整个电流内环等效成为比例环节不同，本文是通过对滞环比较器的作用分析入手得到系统内环的传递函数，通过必要的化简得到系统内环可以等效为一阶惯性环节，电流内环可以降阶，系统的物理意义明确；其次对表1NBHCM模态下DBI的功率管开关组合状态与桥臂输出电压状态的关系在逆变器电路中，滤波电感电流在逆变桥输出电压Ui（士Ud）和输出电压的共同作用下而改变，忽略电感电阻以及线路电阻，有因为开关频率fs远大于输出电压的频率fo，所以在一个开关周期T内，可以近似认为输出电压恒定不变，设为U>，则电感电流在At内上升A/，有在Si导通、关断期间，从to到to+ti时段内，Ui=+Ud，Al=在Si关断、VDi导通期间，从t0+ti到t0+T期滞环控制型逆变器的开关频率入手，得到变频输出时滤波器参数的选取与电流滞环宽度和比较低开关频率有关，与输出频率无关，使输出滤波器得到解耦设计，并优化设计了输出滤波器；比较后应用数字控制技术实现36屮800Hz宽变频基准电压输出，实现逆变器在全频率范围好的输出电压波形目前，应用于逆变器的调制方案主要有两种：SPWM调制与滞环电流型调制对于双Buck逆变器，采用半周期SPWM调制能解决环流能量问题，但逆变器在电感电流断续区输出电压波形畸变大，系统动态性能差滞环电流型调制方案消除了SPWM调制方案下输出电压波形畸变及系统动态性能的问题，本文设计研制了一台三相6kVA/115V逆变器样机进行，输出电流在每半个周期内分别等于单个电感电流滞环电流两态控制的工作原理如下：电感电流与电流基准（电压误差信号）相减得电流误差信号ie，ie再经滞环比较器得到PWM信号，经隔离放大驱动功率管控制电感电流在设定的正负环宽内士h）。如所示，当ie大于正环宽（+h）时，滞环比较器输出低电平，逆变桥输出-1态，电感电流下降；当ie低于负环宽（-h）时，滞环比较器输出高电平，逆变器输出+1态，电感电流上升，从而保持ie始终限定在正负环宽内。

　　根据式（3），（4），可以得到逆变器的瞬时开关频率根据电流环简化控制框，可以得到电流环的开环、闭环传递函数分别为由式（5）可以知道，滞环电流控制模式下的开关频率是不固定的，和母线电压Ud、滞环宽度和输出电压u以及滤波电感L的值都有关系。在输出电压U为零时存在比较高开关频率1.2电流环等效模型电流环控制框图如所示。由于滞环控制是非线性控制的一种，很难用线性系统的方法来分析。s+rL其中：a= 8）分析，电流环的零点是由负载输出滤波电容和等效串联电阻决定的，因此电流环的引入并不会影响传递函数的零点分布。如果rL和rc足够小可以忽略，那么电流环的传递函数可以简化为G（s）当电流环的放大倍数足够大的时候，传递函数的一个极点趋向于-1/RC，因此这个极点对系统的影响可以忽略，而另外一个极点趋向于-K（A）/L，将成为主导极点从上面的分析可以得到：引入电流环可以降解由LC滤波器产生的谐振极点，而主导极点的位置受到LC滤波器中的滤波电感限制，也决定了电流环可允许的益由电流环等效控制框图，可以得到电感电流的表达式为是非线性的滞环比较控制用描述函数替代的电流环等效控制框图其中N（A）=nA 2'nf，A多h，M为输入母线电压，h为滞环宽度大小，A为电流给定基波幅值大小K（A）压有一个Av的阶跃，那么电感电流会有一个稳定的输出量Av可以简化为Av/K（A），当电流环的放大倍数K足够大的时候，将电感电流的表达式简化为在实际中电感的nK（A），进一步简化为的电流环控制框图如图￡6所示。al Eiecnc卩此吐快。

　　电流环等效控制框图在实际控制系统中，因为滞环宽度h取得很小，通常取电感电流的10%左右，可以认为Ah，把电流环看成是一个一阶惯性环节，有一个等效电气时间常数L/K（A），从中可以看出影响电流环时间常数的一个重要因素就是滤波电感，滤波电感越大则电流环的时间常数越大，则电流环的响应速度越慢，反之则时间常数越小，响应速度越2LC滤波器解耦设计3三相宽变频基准产生本文应用TI公司的数字信号处理芯片TMS320LF2407A和D/A转换芯片TLV5618A产生三相宽变频基准信号，宽变频逆变器的基准信号对系统输出电压的波形质量非常重要，产生频率精度高、失真度小的三相宽变频基准是本系统研宄的一个重要方面利用数字处理信号处理芯片通过查表指令和D/A转换实现正弦基准输出。修改定时该逆变器的输出频率范围是360-保证在该频率范围内都能得到很好的输出波形质量，滤波器的优化设计具有一定的难度通过前面的分析得到逆变器的瞬时开关频率比较大和比较小开关频率分别为逆变器输出的谐波频率直接与开关频率有关，比较低次谐波频率也就是比较低开关频率，为了保证滤波器的滤波效果，滤波器的谐振频率须远小于比较低次谐波频率。确定了滤波器的谐振频率/之后，只需再确定电感或电容的大小就能确定滤波器的参数。由于本逆变器采用电感电流滞环控制，滤波电感的大小直接影响逆变器的开关频率/s，为了提高比较低次谐波频率就必须减小滤波电感，由上节推导的结果可知，滤波电感越小电流环响应越快，但减小滤波电感会使电感中的电流脉动增加，电感的磁滞损耗也会相应的增加，同时会使系统平均开关频率增加，这对系统的效率和可靠性都是不利的，因此滤波电感的选取范围就缩小了很多。

　　根据本逆变器的主要参数：360V；输出电压= 115V；输出频率/= 360-800Hz；输出功率Po=2kVA设计本逆变器的比较低开关频率为/s=电感电流脉动取20%的额定负载电流，可以确定环宽的大小为h=3.4，代入式（14），确定滤波电感的大小为243PH为了尽可能减小滤波器的体积，取滤波器的谐振频率为比较低次谐波的四分之一，根据滤波器的谐振频率本逆变器实际LC滤波器的参数为：L器周期中断和正弦表大小相结合，实现变频输出将整个宽变频范围360-800Hz分为360-500Hz，500-650Hz，650-800Hz三个频率段，对应建立3个不同大小的正弦表，然后再通过修改定时器周期中断频率来得到宽变频输出，这样既能保证中断频率不会相差太大，又使可调节的频率精度有所提高。

　　4仿真与实验分析4.1仿真采用Saber仿真软件对本文的组合式三相双Buck逆变器进行了仿真，仿真条件为阻性满载。仿真波形依次为800，650，500和360Hz时阻性满载输出电压波形4.2实验与分析为了验证本文提出的一种新颖组合式双Buck逆变器的工作原理、理论建模和高效率、高可靠性等特点，制作一台6kVA原理样机进行实验分析验证，得到下列实验数据和实验波形。

　　表2给出了系统在输出频率为400Hz下的不250 H，C=14.7F平衡试验数据，实测数据表明1/6，1/3不平衡负载时，输出电压不平衡度小，且系统从空载到满载输出电压下降>2V，系统具有较硬的外特性。

　　表2宽变频逆变器输出400Hz实测数据负载输出相电压/V不平衡度空载额定负载ib=ic=表3给出了系统在不同输出频率条件下输出电压失真度的实验数据，本逆变器系统全频率范围内系统输出电压Zhd> 2%，但输出电压失真度和输出频率之间的关系是非线性的，主要原因有：（1）由于输出滤波器的截止频率是固定的，系统在高频800Hz输出时，其相应的低次谐波频率是低频输出的两倍多，因此输出基波频率越高输出电压失真度越小；（2）由于系统采用滞环电流控制，其谐波频谱是离散的，系统采用的是固定环宽控制，输出基波频率越高，系统平均开关频率与基波频率之比就越小，控制上就会使得系统低次谐波含量增加，综合上述分析得到并不是系统输出基波频率越高输出电压失真度越大。

　　表3逆变器输出频率与输出电压失真度数据率在800Hz时，系统半载以上效率略有降低，输出频率越低效率越高由于本宽变频输出逆变器的控制电路和参数都是相同的，电压调节器和电流滞环比较器相同，可以近似认为不同输出频率时逆变器的开关状态是相同的，逆变器功率器件的开关损耗相同，而造成系统效率不同的主要因素是磁心损耗，铁氧体材料在低频下主要损耗是磁滞损耗，涡流损耗和剩余损耗所占的比例很小可以忽略1是逆变器的输出外特性曲线，曲线表明：采用滞环电流控制的双BUCK逆变器在各种输出频率下均具有小的输出静差，并且静差随着输出频率的降低而减小。

　　变频输出买验波形0效率曲线表明，输出功率在500W以上系统效率都不小于94%，额定效率都在95%以上，说明双Buck逆变器具有很高的效率。，系统输出频本文提出了一种新颖的组合式三相双Buck逆变器拓扑共躜直流电源具蔌桥臂舰效，率高、易于实现高频化运行的特点对两态滞环电流控制型逆变器的电流内环进行了建模和理论分析，从理论上得到：引入电流内环可以降解LC二阶系统为一阶系统，其等效电气时间常数L/K针对滞环电流控制开关频率变化范围宽的问题，提出了一种输出滤波器的解耦设计方法，并进行实验验证。比较后实现了800Hz宽变频输出原理样机